前陣子幫一個(gè)同行收拾一臺(tái)5W的PSR充電器傳導(dǎo)發(fā)射在150kHz附近超標(biāo)了將近10dB客戶那邊催著整改時(shí)間只有一周。折騰下來發(fā)現(xiàn)問題不在變壓器屏蔽也不在Y電容容量而是PCB布局上一個(gè)走線路徑選擇埋下的雷。類似的經(jīng)歷做電源的應(yīng)該都遇到過——PSR方案因?yàn)槭×斯怦詈痛渭?jí)反饋電路BOM成本好看很多但EMC設(shè)計(jì)往往比次級(jí)反饋更磨人。這篇文章就把我在幾個(gè)項(xiàng)目里積累的PSR開關(guān)電源EMC設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)完整梳理一遍從架構(gòu)層面的噪聲機(jī)理到變壓器繞組安排、PCB熱環(huán)路控制、濾波與吸收的工程取舍最后到實(shí)測調(diào)試的定位方法希望能給正在做小功率適配器、充電器、輔助電源的朋友一些參考。1. PSR開關(guān)電源的EMC難題到底難在哪里1.1 PSR架構(gòu)的核心特征PSRPrimary Side Regulation也叫原邊反饋它最大的特點(diǎn)是不需要光耦和次級(jí)精密基準(zhǔn)源恒壓恒流控制全部放在原邊完成?？刂破魍ㄟ^輔助繞組在消磁期間的電感電壓波形間接采樣輸出電壓再配合原邊電流檢測電阻實(shí)現(xiàn)恒流控制。省掉光耦后系統(tǒng)閉環(huán)帶寬不用受光耦CTR衰減的拖累動(dòng)態(tài)響應(yīng)反而可以做得比較快元器件數(shù)量少了成本也確實(shí)低下來了。但代價(jià)也很直接輸出端的電壓信息是“隔空估算”的采樣時(shí)機(jī)、電感電流連續(xù)模式的變化、變壓器匝比誤差都會(huì)反映到控制精度上。更關(guān)鍵的是為了把采樣做準(zhǔn)PSR控制器不得不把輔助繞組電壓、原邊電流檢測這些小信號(hào)直接引到控制芯片的引腳上。這些引腳如果耦合了開關(guān)節(jié)點(diǎn)的高頻噪聲不僅影響穩(wěn)壓精度還會(huì)讓控制器本身的工作狀態(tài)變得不穩(wěn)定產(chǎn)生額外的雜散頻譜成分。ECM問題在這個(gè)架構(gòu)下往往不是單一噪聲源造成的而是“控制信號(hào)受擾”和“功率噪聲輻射”兩條線交織在一起。1.2 開關(guān)電源噪聲三要素在PSR中的特殊性任何一個(gè)開關(guān)電源的EMC問題都可以套用“噪聲源-傳播路徑-受體”這個(gè)框架來分析。PSR電源的噪聲源主要有三個(gè)功率MOSFET的漏極電壓跳變、輸出整流二極管的換流過程、以及變壓器原邊勵(lì)磁電感儲(chǔ)存能量釋放時(shí)的振鈴。先說MOSFET漏極。硬開關(guān)拓?fù)淅锫O電壓在開通和關(guān)斷瞬間的變化率dV/dt可以做到每微秒幾千伏這個(gè)電壓跳變會(huì)通過兩種方式往外傳一是直接作用在變壓器原副邊之間的寄生電容上形成共模電流二是通過PCB走線形成的環(huán)路向外輻射磁場。整流二極管的問題在于反向恢復(fù)。即便選了超快恢復(fù)管反向恢復(fù)電流的下降沿仍然會(huì)在寄生電感上激起高頻振鈴振鈴頻率通常在20MHz到80MHz之間正好落在輻射發(fā)射的敏感區(qū)間。PSR電源常用低VF的肖特基管做輸出整流肖特基沒有少子存儲(chǔ)效應(yīng)反向恢復(fù)問題相對(duì)小一些但它的結(jié)電容和變壓器漏感串聯(lián)以后依舊會(huì)在關(guān)斷瞬間產(chǎn)生減幅振蕩。第三個(gè)噪聲源是RCD吸收網(wǎng)絡(luò)本身的振鈴。很多工程師在調(diào)整RCD參數(shù)時(shí)只關(guān)注VDS峰值有沒有壓住忽略了吸收二極管反向恢復(fù)電流形成的振蕩。這個(gè)振蕩幅度雖然不大但它離輸入濾波電容和共模電感都很近很容易順著輸入線往外傳。1.3 為什么PSR比次級(jí)反饋方案更敏感同樣拓?fù)湎麓渭?jí)反饋方案里控制芯片的地可以參考輸出地反饋信號(hào)也走次級(jí)原副邊之間主要靠光耦傳遞一個(gè)緩慢變化的模擬電平高頻噪聲很難通過光耦傳過去。PSR把采樣繞組放在了原邊輔助繞組的地和控制芯片的地往往離高壓開關(guān)節(jié)點(diǎn)很近采樣引腳上的電壓波形包含了大幅度的開關(guān)尖峰和振鈴。芯片內(nèi)部為了抑制這些干擾會(huì)做前沿消隱和內(nèi)部濾波但代價(jià)是響應(yīng)速度受限。更重要的是輔助繞組感應(yīng)出來的電壓本身是“浮動(dòng)”的它相對(duì)于原邊功率地的電位變化非常劇烈。如果輔助繞組的地走線繞過芯片下方再回到功率地這段路徑上的寄生電感就會(huì)變成共模電流的天線。我自己實(shí)測過一款PSR方案的輔助繞組波形在MOSFET關(guān)斷瞬間輔助繞組引腳上能看到超過2MHz的振鈴幅度能到幾伏。這直接導(dǎo)致芯片的供電繞組VCC上疊加了高頻紋波而VCC去耦電容的引線電感又很難壓到0。所以PSR電源做EMC第一原則就是所有與控制芯片相連的“低壓網(wǎng)絡(luò)”返回路徑必須短、直、遠(yuǎn)離高壓跳變點(diǎn)。2. 設(shè)計(jì)初期的全局規(guī)劃頻段、成本與布局策略2.1 把EMC問題翻譯成頻域問題EMC設(shè)計(jì)的第一步不是拿著頻譜儀去測而是在原理圖階段就估算噪聲頻譜的大致分布。關(guān)鍵公式就一個(gè)傅里葉變換告訴我們一個(gè)上升時(shí)間為t_r的方波信號(hào)其頻譜包絡(luò)的轉(zhuǎn)折頻率約在f 1/(πt_r)。MOSFET漏極電壓的上升時(shí)間如果是50ns那對(duì)應(yīng)的頻譜轉(zhuǎn)折點(diǎn)大約在6.4MHz如果上升時(shí)間快到了10ns轉(zhuǎn)折點(diǎn)就推到32MHz。這個(gè)估算的實(shí)際意義在于傳導(dǎo)發(fā)射測試范圍是150kHz到30MHz輻射發(fā)射測試范圍是30MHz到1GHz。如果你的MOSFET驅(qū)動(dòng)電阻太小開關(guān)沿太陡噪聲能量會(huì)大量集中在30MHz以上的頻段這種高頻噪聲通過變壓器寄生電容或PCB走線直接輻射出去后段濾波網(wǎng)絡(luò)根本攔不住。我在項(xiàng)目里一般會(huì)刻意控制驅(qū)動(dòng)電阻的下限讓開關(guān)沿時(shí)間不低于20ns除非效率要求特別緊否則不為那零點(diǎn)幾的損耗去犧牲整個(gè)高頻段的余量。另一個(gè)要提前決定的是開關(guān)頻率。PSR常用65kHz或100kHz左右的工作頻率但要注意二次諧波、三次諧波的位置。如果開關(guān)頻率剛好把高次諧波頂?shù)?50kHz到500kHz這個(gè)傳導(dǎo)測試的低頻段而你還在用較小的X電容超標(biāo)風(fēng)險(xiǎn)會(huì)很高。有些控制器支持抖頻功能frequency jitter把能量分散到幾個(gè)相鄰頻率上峰值能壓下去不少這個(gè)功能能開就開。2.2 成本預(yù)算與濾波方案的折中電源產(chǎn)品的EMC設(shè)計(jì)永遠(yuǎn)不是“技術(shù)上最好”的而是“成本約束下最夠用”的。一顆額定電流1A的共模電感國產(chǎn)和進(jìn)口價(jià)格能差三倍Y電容從470pF加到1nF成本變化不大但漏電流會(huì)影響安規(guī)考核。所以設(shè)計(jì)早期就要定一個(gè)濾波器件的成本上限再去倒推拓?fù)鋵用婺男┰肼暠仨殙旱?。我一般按兩個(gè)檔位來規(guī)劃目標(biāo)市場成本檔位典型濾波方案設(shè)計(jì)側(cè)重點(diǎn)消費(fèi)類小功率適配器低單級(jí)π型濾波、一只小共模電感、Y電容1nF以內(nèi)靠變壓器屏蔽和PCB布局壓低源噪聲工業(yè)輔助電源/醫(yī)療中高兩級(jí)濾波、共模電感、X電容、多只Y電容組合源端抑制和濾波并重留足余量消費(fèi)類產(chǎn)品很可能沒有空間放兩級(jí)濾波那么整改的核心就只能是“從源頭降低激勵(lì)”也就是讓變壓器屏蔽繞組、PCB布局和吸收網(wǎng)絡(luò)去承擔(dān)更多責(zé)任。這一點(diǎn)必須在項(xiàng)目啟動(dòng)時(shí)就定調(diào)否則等你畫完板發(fā)現(xiàn)傳導(dǎo)超標(biāo)再往板子上塞東西往往得不償失。2.3 源頭抑制、路徑隔離、濾波吸收的三層策略第一層是源頭抑制盡可能減小dV/dt和di/dt。第二層是路徑隔離讓高頻電流不經(jīng)過外部走線流動(dòng)包括變壓器的法拉第屏蔽、PCB地平面的連續(xù)性和敏感走線的包地處理。第三層才是濾波吸收用X電容、共模電感、Y電容、磁珠這些器件把殘余噪聲攔截在電源線端口以內(nèi)。這三層策略的優(yōu)先級(jí)是遞減的不能反著來。很多新手喜歡一上來就加Y電容、加磁珠結(jié)果芯片周圍全是器件噪聲還在四處亂竄。正確做法是先評(píng)估源端變壓器的屏蔽做沒有MOSFET吸收電路是否合適環(huán)路面積是否最小化這三板斧解決不了再動(dòng)濾波網(wǎng)絡(luò)。實(shí)測下來一個(gè)設(shè)計(jì)良好的變壓器屏蔽可以把共模噪聲峰值壓掉接近一半這比單純加大Y電容的效果干凈得多而且不增加漏電流風(fēng)險(xiǎn)。3. 變壓器設(shè)計(jì)屏蔽繞組、繞線順序與原副邊耦合3.1 屏蔽繞組的三種形態(tài)與實(shí)用接法變壓器是PSR電源EMC設(shè)計(jì)的重中之重。原邊MOSFET漏極的高dV/dt會(huì)通過變壓器原副邊繞組間的分布電容向次級(jí)傳遞形成共模電流。屏蔽繞組的作用就是在原邊和副邊之間插入一個(gè)交流地電位把這個(gè)位移電流引導(dǎo)走。常見的屏蔽方式有三種銅箔屏蔽、繞組屏蔽、浮空屏蔽。我推薦在小功率PSR電源里用銅箔繞一層寬度接近繞組寬度厚度不用厚0.03mm左右的銅箔就行。關(guān)鍵是銅箔的“起始端”和“結(jié)束端”不要形成短路環(huán)否則這個(gè)大環(huán)路會(huì)在磁場下感應(yīng)出大電流變壓器溫度直接飆升。銅箔的接地方案值得仔細(xì)斟酌。如果屏蔽銅箔直接接到原邊功率地效果最直接因?yàn)樵吂β实厥请娐分性肼曤娢蛔罘€(wěn)定的參考點(diǎn)之一。但如果接地點(diǎn)選在原邊功率地與輸入L/N線之間路徑不暢的地方反而把噪聲引入到了輸入端口。我習(xí)慣把屏蔽層引出一根飛線接到MOSFET源極和電流檢測電阻的連接點(diǎn)也就是功率地的主節(jié)點(diǎn)那里是“熱回路”的自然終點(diǎn)共模電流從那里回流路徑最短。3.2 繞線順序如何影響傳播路徑變壓器繞線順序決定了各繞組之間的寄生電容大小和位置。對(duì)于一個(gè)反激變壓器最常見的繞法是初級(jí)繞在里層次級(jí)繞在外層。這樣做的優(yōu)點(diǎn)是次級(jí)與初級(jí)之間的面積較小耦合緊密缺點(diǎn)是次級(jí)繞組直接暴露在磁芯外側(cè)與外部環(huán)境的寄生電容較大。如果EMC問題集中在輻射頻段可以考慮采用“初級(jí)-次級(jí)-初級(jí)”的夾層繞法即次級(jí)繞在中間初級(jí)分為兩段分別繞制在內(nèi)外兩側(cè)。這種結(jié)構(gòu)讓初級(jí)繞組的兩段都緊貼著次級(jí)原副邊之間的耦合更強(qiáng)漏感也小更重要的是初級(jí)的高壓節(jié)點(diǎn)MOSFET漏極側(cè)繞組會(huì)被另一段初級(jí)繞組屏蔽掉一部分漏極節(jié)點(diǎn)的電場輻射會(huì)被壓低。代價(jià)是繞制工藝變復(fù)雜層間電容也會(huì)增大空載功耗可能略微上升。我的建議是功率在5W以下、空間緊湊的適配器常規(guī)順序繞法加銅箔屏蔽就夠了10W以上或者板載空間較寬的可以嘗試夾層繞法配合調(diào)高驅(qū)動(dòng)電阻一舉兩得。3.3 輔助繞組位置對(duì)采樣質(zhì)量的影響PSR電源對(duì)輔助繞組的位置非常敏感。輔助繞組如果繞在初級(jí)繞組的末端也就是靠近漏極節(jié)點(diǎn)的那側(cè)它感應(yīng)到的電壓波形上疊加的開關(guān)尖峰非常大控制芯片的采樣引腳需要更強(qiáng)的內(nèi)部濾波才能讀出準(zhǔn)確電壓反而容易造成環(huán)路不穩(wěn)定引發(fā)動(dòng)態(tài)振鈴。我更傾向于把輔助繞組放在次級(jí)繞組旁邊或者夾在次級(jí)繞組的同一層。這樣輔助繞組看到的磁通變化與次級(jí)同步感應(yīng)電壓波形比較“干凈”而且輔助繞組與次級(jí)之間的寄生電容相對(duì)穩(wěn)定這與控制器內(nèi)部的消磁時(shí)間檢測邏輯配合得更好。輔助繞組的引出線也要注意盡量從繞組內(nèi)側(cè)直接引出到引腳不要長距離貼著磁芯外表面走。磁芯在高頻下表面電位不完全是零長引線容易拾取磁芯表面的位移電流反把噪聲灌進(jìn)芯片的VCC引腳。3.4 磁芯選擇與接地屏蔽的配合磁芯材質(zhì)決定了工作頻率范圍和損耗一般PSR電源用PC40或類似材質(zhì)的錳鋅鐵氧體頻率上限到100kHz沒有問題。但錳鋅鐵氧體在10MHz以上的阻抗很低高頻噪聲很容易通過磁芯耦合過去。如果你的輻射測試在30MHz以上超標(biāo)而變壓器屏蔽層已經(jīng)做得很規(guī)矩可以考慮換用更低電阻率的磁芯材料或者給磁芯加一套接地屏蔽罩。磁芯接地本身的操作也講究通常是靠近原邊功率地的地方單點(diǎn)連接磁芯不要兩頭都接避免形成地環(huán)路。磁芯夾具如果是金屬卡扣務(wù)必確認(rèn)它與磁芯表面接觸構(gòu)成一個(gè)低阻回路否則就成了一個(gè)隨機(jī)天線。我見過一個(gè)案例金屬卡扣沒有良好接地30MHz附近多出一個(gè)“山包”后來把卡扣改接到功率地平面后直接消失。4. PCB布局與走線熱環(huán)路、采樣地和Y電容的位置4.1 高壓功率環(huán)路的面積控制反激電源的“熱環(huán)路”是指輸入濾波電容、MOSFET、變壓器原邊繞組、電流采樣電阻這個(gè)回路。這個(gè)環(huán)路里流過的是帶大幅脈沖的電流di/dt極高環(huán)路面積越大輻射磁場越強(qiáng)環(huán)路電感也越大。我布線的習(xí)慣是先把輸入電容的負(fù)端、MOSFET源極、采樣電阻的地端擺在一起然后在它們之間畫一個(gè)“微型星形”網(wǎng)絡(luò)確保這幾個(gè)點(diǎn)之間有最短的銅連接。很多PCB工具里可以設(shè)置一個(gè)“power loop”的約束區(qū)讓這些器件全部放在同一個(gè)區(qū)域內(nèi)禁止其他走線穿越。對(duì)PSR尤其重要的是變壓器原邊繞組的“起始端”應(yīng)該接輸入母線電壓而不是直接接MOSFET漏極。漏極是高頻電壓跳變點(diǎn)如果變壓器原邊的起始端就是漏極那么整條繞組都會(huì)處于高dV/dt的狀態(tài)對(duì)屏蔽層和次級(jí)繞組的耦合會(huì)顯著增加。雖然這在國內(nèi)多數(shù)方案里由于引腳定義不一定能做到但你在選擇變壓器引腳連接順序時(shí)可以盡量把原邊繞組的“靜端”接母線把“動(dòng)端”接MOSFET漏極。4.2 輔助繞組采樣走線的獨(dú)特要求PSR的反饋采樣引腳通常叫VSENSE或FB對(duì)噪聲異常敏感。采樣信號(hào)本質(zhì)上是在消磁期間對(duì)輔助繞組電壓分壓后送到芯片內(nèi)部。如果這段走線上疊加了開關(guān)尖峰芯片的采樣點(diǎn)就會(huì)偏移表現(xiàn)出來就是輸出電壓負(fù)載調(diào)整率變差甚至出現(xiàn)低壓打嗝。這里的關(guān)鍵動(dòng)作有三個(gè)第一采樣電阻分壓網(wǎng)絡(luò)必須緊靠芯片引腳而不是緊靠輔助繞組。采樣信號(hào)傳輸距離越長被干擾的幾率越大。用一個(gè)100k級(jí)的分壓電阻直接放在芯片引腳旁邊把輔助繞組的高壓信號(hào)在源頭就壓低。第二分壓電阻的下端接地走線必須獨(dú)立返回芯片地不能與功率地共用一段走線。功率地的電流脈沖會(huì)在地上產(chǎn)生幾十毫伏的壓降這個(gè)壓降疊加到采樣電阻上會(huì)產(chǎn)生us級(jí)的誤差。第三如果有條件在采樣引腳對(duì)地加一個(gè)小電容比如幾十皮法和一個(gè)幾千歐的電阻串聯(lián)再入地構(gòu)成一個(gè)低通濾波。不過這個(gè)電容不能太大否則會(huì)影響消磁檢測的邊沿捕捉時(shí)間。我一般從33pF起調(diào)視負(fù)載調(diào)整率測試結(jié)果增減。4.3 Y電容的位置與地連接策略Y電容是傳導(dǎo)共模噪聲的“疏散通道”。它在原邊地和次級(jí)地之間提供一個(gè)高頻通路讓原副邊之間的位移電流由Y電容回流而不是通過外部線路的寄生電容流回。Y電容的位置直接影響效果。最理想的位置是靠近變壓器原副邊繞組的中心即覆蓋在變壓器本體上方或側(cè)面的地方。這樣位移電流從次級(jí)繞組出發(fā)經(jīng)過Y電容回到原邊地路徑包圍的面積最小。但變壓器上方往往被絕緣膠帶覆蓋Y電容實(shí)際擺位只能落在變壓器引腳附近。這個(gè)時(shí)候要特別注意Y電容的兩個(gè)引腳最好直接連接到原邊功率地主節(jié)點(diǎn)和次級(jí)輸出地的主節(jié)點(diǎn)不要穿過其他小信號(hào)器件。Y電容引線越長它在這個(gè)頻率下的串聯(lián)阻抗就越高效果越差。4.4 地平面的完整性與單點(diǎn)接地原則PSR電源因?yàn)轶w積小往往做不到完整的地平面分割。我的經(jīng)驗(yàn)是不追求大面積鋪銅而是保證所有關(guān)鍵返回路徑的“連續(xù)性”?？刂菩酒牡?、電流采樣電阻的地、輸入電容的地必須在前述熱環(huán)路主節(jié)點(diǎn)匯合。次級(jí)輸出整流管的地、輸出電容的地、Y電容次級(jí)端的地也必須形成一個(gè)緊密的次級(jí)星形節(jié)點(diǎn)。這兩個(gè)星形節(jié)點(diǎn)之間只通過Y電容和變壓器安全距離上的分布電容相連絕不額外拉一根“等電位連接線”。之前某次適配器整改次級(jí)端的肖特基陽極通過一根長走線連到Y(jié)電容端結(jié)果共模噪聲直接從那里輻射出去把線割斷后噪聲驟降到合格線以下。5. 吸收電路與濾波設(shè)計(jì)RCD、X電容、共模電感的工程取舍5.1 RCD緩沖電路的參數(shù)選擇邏輯RCD緩沖電路電阻-電容-二極管網(wǎng)絡(luò)用來鉗位MOSFET關(guān)斷時(shí)的漏極電壓尖峰。尖峰由變壓器漏感儲(chǔ)能產(chǎn)生RCD把這個(gè)能量吸收并耗散掉。參數(shù)選擇的關(guān)鍵在于吸收電容C值越大電壓鉗位越平VDS尖峰越小但吸收電阻上的損耗也越大整體效率下降。我的調(diào)參步驟是先測不帶RCD時(shí)的VDS尖峰峰值和振鈴頻率。估出漏感能量通過初測原邊電流和漏感值。選吸收電容C使C·V_clamp2/2大于兩倍漏感能量留足裕量。選吸收電阻R使RC時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于開關(guān)周期通常取開關(guān)周期的5到10倍。上機(jī)測VDS觀察振鈴是否收斂再微調(diào)。從EMC角度RCD二極管的恢復(fù)時(shí)間也很關(guān)鍵?？旎謴?fù)二極管反向恢復(fù)時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)尖銳的電流跳動(dòng)如果恢復(fù)太快反而會(huì)在吸收網(wǎng)絡(luò)上激起高頻振蕩。有些工程師會(huì)故意在RCD二極管上串聯(lián)一個(gè)小磁珠或小電阻來減緩恢復(fù)代價(jià)是鉗位能力有所損失。實(shí)測下來在10W以下的PSR電源里用一個(gè)普通快恢復(fù)管并聯(lián)一個(gè)幾十歐姆的電阻可以把振鈴抑制得很干凈。5.2 X電容和π型濾波的差模設(shè)計(jì)傳導(dǎo)測試的低頻段150kHz到1MHz主要是差模噪聲的貢獻(xiàn)。差模電流順著輸入兩根線往返流動(dòng)本質(zhì)上等于開關(guān)電流的紋波。搞定差模噪聲最有效的手段是增加輸入端的差模濾波電容和電感。常見的單級(jí)π型濾波是“輸入電容-差模電感-后級(jí)電容”。在PSR電源里差模電感往往就是共模電感自身差模分量但共模電感的差模電感很小一般只有幾十微亨對(duì)150kHz的低頻差模噪聲幫助有限。所以小功率電源里更常用的是在輸入端并聯(lián)一只幾十到幾百微亨的差模磁環(huán)電感。挑選差模電感時(shí)要注意飽和電流。反激電源輸入電流有尖峰特性電感在峰值電流下不能飽否則噪聲抑制能力驟降。一個(gè)簡潔的估算公式是電感量μH×峰值電流A÷磁芯截面cm2對(duì)應(yīng)的磁通密度應(yīng)低于0.3T。如果空間緊寧可用較大電流等級(jí)的磁珠來代替部分濾波作用但磁珠是損耗型器件在低壓大電流場景里要謹(jǐn)慎使用。5.3 共模電感繞制與等效參數(shù)共模電感對(duì)共模噪聲有著天然的高阻抗但對(duì)差模電流幾乎無影響。選共模電感時(shí)除了感量還要關(guān)注它的寄生自諧振頻率。一般磁環(huán)共模電感的自諧振頻率落在幾十MHz到上百M(fèi)Hz之間如果你需要抑制的是10MHz以下的傳導(dǎo)共模噪聲常規(guī)磁環(huán)足夠。如果是通30MHz以上的傳導(dǎo)測試就需要考慮更小體積或更低匝數(shù)的磁環(huán)來把自諧振頻率推到更高。共模電感的繞制工藝也很講究兩個(gè)繞組必須雙線并繞保證兩條線中流過的差模電流在磁芯里產(chǎn)生的磁通方向相反、相互抵消。如果繞制不對(duì)稱漏感過大就會(huì)變成一個(gè)差模阻抗原件不僅影響效率還可能讓輸入端的阻抗特性變得不可預(yù)測。輸入濾波的排布順序我建議是保險(xiǎn)絲、X電容、共模電感、后級(jí)X電容、整流橋。共模電感放在整流橋之前能同時(shí)抑制兩條線上的共模電流。如果你想控制成本把后級(jí)X電容省掉的案例我也見過但測試余量通常不太好看。6. 傳導(dǎo)與輻射實(shí)測調(diào)試實(shí)錄6.1 傳導(dǎo)測試中的差模與共模分離技巧傳導(dǎo)發(fā)射測試使用LISN線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)測量電源線兩端的射頻電壓。LISN給出的結(jié)果里同時(shí)包含了差模和共模成分。分離這兩者能極大縮短排查時(shí)間。方法之一是使用電流探頭分別夾在L線和N線上讓探頭讀取兩根線電流的矢量和。如果電流方向相同說明是共模電流如果方向相反是差模電流。這個(gè)方法要求電流探頭有足夠的帶寬市面上常見的示波器電流探頭帶寬到50MHz已經(jīng)能滿足傳導(dǎo)測試需求。更簡單的工程做法是直接看頻譜儀上超標(biāo)頻點(diǎn)的形態(tài)。差模噪聲通常出現(xiàn)在150kHz到1MHz的低頻段包絡(luò)比較寬隨著頻率升高而下降共模噪聲多表現(xiàn)為窄帶尖峰集中在1MHz以上且與開關(guān)頻率的諧波毛刺同步。6.2 用頻譜特征快速定位超標(biāo)源我在實(shí)測時(shí)會(huì)先把測試曲線按頻段分成三區(qū)150kHz到500kHz主要看差模檢查輸入端π形濾波、X電容大小、差模電感是否飽和。500kHz到5MHz重點(diǎn)關(guān)注共模檢查Y電容位置、變壓器屏蔽層接線、MOSFET散熱片的接地。5MHz到30MHz往往是RCD振鈴和二極管換流產(chǎn)生的諧振尖峰優(yōu)先調(diào)整吸收電路和二極管類型。如果某個(gè)頻點(diǎn)恰好等于開關(guān)頻率的高次諧波比如第23次諧波那么超標(biāo)源基本就在開關(guān)節(jié)點(diǎn)或整流管通過觀察VDS波形上的振鈴頻率可以直接對(duì)應(yīng)。如果頻譜呈“平頂”形狀多半是接地環(huán)路不良造成的寬帶噪聲這時(shí)要優(yōu)先檢查PCB各接地節(jié)點(diǎn)是否形成環(huán)形拓?fù)洹?.3 近場探頭定位從板級(jí)到器件級(jí)的排查近場探頭配合頻譜儀或帶FFT功能的示波器是現(xiàn)場定位噪聲源的神器。H場探頭適合探測電流環(huán)路的位置E場探頭適合探測高壓節(jié)點(diǎn)的電場輻射。排查輻射超標(biāo)時(shí)我在板子上方半厘米左右先掃一遍低分辨率平面找能量熱點(diǎn)再逐步縮小探頭掃描范圍把熱點(diǎn)定位到具體器件。這個(gè)過程的經(jīng)驗(yàn)是熱點(diǎn)往往不在你預(yù)想的“高壓節(jié)點(diǎn)”而可能出現(xiàn)在輸出整流管陰極到輸出電容之間的返回走線上或者輔助二極管的位置。這些位置都是高頻電流快速切換的地方環(huán)路面積小但電流變化率極大。近場測試的量化意義有限因?yàn)樘筋^位置、角度都會(huì)影響讀數(shù)但你看的應(yīng)該是“相對(duì)變化量”改變某個(gè)參數(shù)后局部峰值下降了多少。比如加一個(gè)磁珠后原有熱點(diǎn)下降6dB以上說明該路徑確實(shí)是主要傳播路徑這時(shí)候再去優(yōu)化那個(gè)磁珠的參數(shù)方向不會(huì)錯(cuò)。6.4 輻射發(fā)射整改的幾個(gè)實(shí)例抓手30MHz到100MHz的輻射超標(biāo)在PSR小功率電源里經(jīng)常與MOSFET的VDS振鈴有關(guān)。這個(gè)振鈴由漏感和MOSFET輸出電容引起頻率一般在30到100MHz之間。對(duì)策不外乎RCD吸收電容并小容量電容或者驅(qū)動(dòng)電阻加大、降低關(guān)斷di/dt來抑制振鈴能量。100MHz以上的輻射則更多來自PCB走線的天線效應(yīng)。此時(shí)檢查的重點(diǎn)是共模電感的端接、Y電容的引腳走向、以及次級(jí)肖特基管的極間電容振蕩。我曾在一款5W適配器上把次級(jí)肖特基換成RC吸收網(wǎng)絡(luò)后130MHz附近的超標(biāo)點(diǎn)直接消失代價(jià)只是輕載效率掉了一個(gè)百分點(diǎn)左右在可接受范圍。在整改現(xiàn)場我的習(xí)慣是每次只改一個(gè)變量改完就要重新測曲線。有人喜歡同時(shí)換好幾處元件“碰運(yùn)氣”這樣就算調(diào)好了你也不知道真正起作用的是哪一個(gè)后續(xù)量產(chǎn)復(fù)現(xiàn)會(huì)非常被動(dòng)。7. 經(jīng)驗(yàn)卡片常見問題速查與參與調(diào)試的“坑”現(xiàn)象可能原因?qū)嵱脤?duì)策150kHz附近傳導(dǎo)超標(biāo)差模紋波過大X電容容量不足加大X電容或增設(shè)差模電感核對(duì)電感飽和電流1MHz附近出現(xiàn)尖峰群變壓器屏蔽層接地點(diǎn)不當(dāng)把屏蔽層飛線改接到功率地主節(jié)點(diǎn)縮短引線20MHz到30MHz傳導(dǎo)尖峰RCD二極管反向恢復(fù)振鈴RCD管串磁珠或并阻尼電阻降低恢復(fù)速度30MHz到80MHz輻射超標(biāo)MOSFET VDS振鈴調(diào)大驅(qū)動(dòng)電阻調(diào)整RCD吸收電容容量100MHz以上輻射超標(biāo)次級(jí)二極管結(jié)電容與走線電感諧振次級(jí)加RC吸收或換低結(jié)電容肖特基管輸出電壓紋波伴隨噪聲跳動(dòng)采樣走線受擾采樣電阻貼近芯片走線包地處理加小電容濾波輔助繞組供電VCC波動(dòng)輔助繞組位置或引線不良輔助繞組移到次級(jí)側(cè)引線沿地電位路徑布設(shè)整改后效率明顯變差RCD吸收損耗過大Y電容路徑過長重新核算吸收電容電阻值優(yōu)化Y電容引腳長度再分享幾個(gè)容易被忽略的現(xiàn)場細(xì)節(jié)第一測試前先把接地線的能力確認(rèn)清楚。實(shí)驗(yàn)室的接地平面、電源輸入隔離變壓器的地如果接地不可靠測出來的底噪就會(huì)漂。我遇到過因?yàn)閷?shí)驗(yàn)室地線松動(dòng)導(dǎo)致同一個(gè)電源在不同日子測出的傳導(dǎo)曲線相差6dB后來發(fā)現(xiàn)是接地夾子接觸不良。第二觀察近場噪聲時(shí)頻譜儀的分辨率帶寬RBW選擇會(huì)影響峰值讀數(shù)。傳導(dǎo)測試標(biāo)準(zhǔn)要求用9kHz的分辨率帶寬對(duì)比限值輻射測試用120kHz。如果你用示波器自帶的FFT去對(duì)比限值分辨率帶寬不對(duì)判斷會(huì)偏差很大。第三改EMC方案必須同步復(fù)核溫度、效率、穩(wěn)定性的約束。比如加大吸收電容VDS尖峰是壓下去了但吸收電阻的功耗上來了外殼溫度可能超標(biāo)。所以每次改動(dòng)都要完整跑一遍滿載熱測試確認(rèn)沒有副作用才收工。我在實(shí)際調(diào)試中還有一個(gè)體會(huì)很多時(shí)候EMC問題看起來是“玄學(xué)”其實(shí)是因?yàn)樽兞拷M合太多沒法憑直覺直接鎖定。這時(shí)候不要慌著翻數(shù)據(jù)手冊先把超標(biāo)的頻點(diǎn)、波形振鈴頻率、開關(guān)頻率諧波對(duì)應(yīng)關(guān)系列出來從源頭到路徑、從原邊到次級(jí)一步步排查往往就能找到那個(gè)最關(guān)鍵的“卡脖子”點(diǎn)。做開關(guān)電源EMC不是最后一道工序而是從架構(gòu)、變壓器到PCB布局都要聽它的“隱形甲方”。多留一點(diǎn)余量少賭一點(diǎn)運(yùn)氣這個(gè)道理在某個(gè)驅(qū)動(dòng)項(xiàng)目上救了我一把現(xiàn)在寫出來希望你也用得上。