1. 射頻供電的痛點與LT3094的破局思路搞射頻前端的人都有一個共識信號鏈路上任何一個環(huán)節(jié)的供電質量最終都會以某種形式反映在頻譜上。我最早做2.4GHz收發(fā)鏈路的時候用的是某款通用型低壓差線性穩(wěn)壓器給VCO和PLL供電當時覺得輸出紋波也就幾百微伏應該夠用了。結果實測相位噪聲在10kHz偏移處只有-85dBc/Hz左右跟仿真預期差了將近15dB。后來換了一顆專門為噪聲敏感型應用設計的LDO同樣的板子、同樣的負載相位噪聲直接壓到了-112dBc/Hz。這個經(jīng)歷讓我徹底意識到射頻電路的供電不是“能亮就行”的事情LDO的選型直接決定了整個射頻鏈路的性能天花板。LT3094這顆芯片在射頻圈子里被討論得很多核心原因就一個它把超低噪聲、高電源抑制比和高帶寬這三件事同時做到了一個比較極致的水平。官方數(shù)據(jù)手冊標稱在10Hz到100kHz帶寬內輸出噪聲僅為0.8μVrms1MHz處的PSRR達到74dB10kHz處更是超過90dB。這些數(shù)字放在紙面上可能沒什么感覺但當你把它接到一個對電源紋波極其敏感的VCO上時差異是立竿見影的。這篇文章我會從實際項目出發(fā)把LT3094在我的射頻電路中的完整應用過程拆開來講。包括為什么選它、怎么配置外圍元件、PCB布局要注意什么、實測數(shù)據(jù)怎么對比、踩過哪些坑。如果你正在做射頻收發(fā)鏈路、鎖相環(huán)、混頻器或者低噪聲放大器的供電設計這些內容應該能幫你少走不少彎路。1.1 射頻電路對供電的苛刻要求射頻電路跟普通數(shù)字電路或低頻模擬電路最大的區(qū)別在于它對電源噪聲的敏感度是數(shù)量級上的差異。一個MCU供電紋波大個幾十毫伏可能完全不影響功能但同樣的紋波加到VCO的供電引腳上振蕩器的輸出頻譜就會明顯惡化。原因在于射頻信號的處理本質上是在頻域上做文章任何電源上的低頻噪聲都會通過器件的非線性效應搬移到載波附近形成相位噪聲的邊帶。具體來說電源噪聲影響射頻電路主要有三條路徑。第一條是通過有源器件的偏置網(wǎng)絡直接調制跨導比如放大器的柵極偏壓如果被電源紋波干擾增益就會跟著波動產(chǎn)生幅度調制。第二條是通過變容二極管的偏壓影響振蕩頻率這是VCO最敏感的路徑電源上哪怕幾十微伏的波動都會導致輸出頻率的微小偏移在頻譜上表現(xiàn)為相位噪聲的抬升。第三條是通過襯底耦合和寄生電容把噪聲注入到信號路徑中這條路徑在高頻段尤其明顯。衡量LDO對射頻電路適配性的核心指標有兩個輸出噪聲密度和電源抑制比。輸出噪聲密度決定了LDO自身產(chǎn)生的噪聲有多少會加到負載上單位通常是nV/√Hz或者μVrms。電源抑制比則衡量LDO對外部輸入電源紋波的抑制能力單位是dB數(shù)值越大表示抑制能力越強。對于射頻應用通常要求10kHz到1MHz范圍內的PSRR不低于60dB輸出噪聲在10Hz到100kHz帶寬內不超過10μVrms。1.2 為什么是LT3094而不是其他方案市面上超低噪聲LDO的選擇其實不少比如TPS7A47、ADM7150、LT3045這些都有不錯的口碑。我在選型階段把幾款主流型號的關鍵參數(shù)拉了一張表做對比最終選擇LT3094的原因是多維度的。參數(shù)LT3094LT3045TPS7A47ADM7150輸出噪聲(10Hz-100kHz)0.8μVrms0.8μVrms4.7μVrms1.0μVrmsPSRR1MHz74dB76dB45dB60dB最大輸出電流500mA500mA1A800mA壓差500mA260mV260mV340mV500mV可調輸出范圍0V-19V0V-15V1.4V-20.5V1.2V-3.3VLT3094和LT3045在噪聲和PSRR上幾乎持平但LT3094的輸入電壓范圍更寬支持到20V而且它的基準電壓架構做了優(yōu)化在低頻段的噪聲表現(xiàn)更穩(wěn)定。TPS7A47雖然電流能力更強但PSRR在高頻段衰減太快1MHz處只有45dB對于需要抑制開關電源高頻紋波的場景來說不夠用。ADM7150的輸出電壓范圍太窄固定版本的靈活性不夠。還有一點很關鍵LT3094的噪聲頻譜密度曲線非常平坦。很多LDO在低頻段噪聲很低但到了10kHz以上就開始翹起來而LT3094在整個音頻到射頻關注的頻段內都保持在一個很低的水平。這對于鎖相環(huán)環(huán)路帶寬在幾十kHz到幾百kHz的應用來說特別重要因為環(huán)路濾波器對電源噪聲的抑制能力在這個頻段是有限的。2. LT3094的核心架構與關鍵參數(shù)解讀要真正用好一顆LDO光看數(shù)據(jù)手冊的幾行參數(shù)是不夠的。你得理解它內部是怎么工作的哪些參數(shù)是設計時真正需要關注的哪些參數(shù)在實際應用中會被其他因素掩蓋。LT3094之所以能做到這么低的噪聲和這么高的PSRR跟它的內部架構有直接關系。2.1 超低噪聲架構的工作原理LT3094采用的是電壓基準加誤差放大器加調整管的經(jīng)典LDO拓撲但每個環(huán)節(jié)都做了針對低噪聲的優(yōu)化。它的內部基準是一個經(jīng)過特殊處理的帶隙基準源基準電壓的噪聲被壓到了極低的水平。誤差放大器用的是低噪聲的差分輸入級輸入?yún)⒖荚肼暶芏仍?0nV/√Hz以下。輸出調整管是一個PMOS器件柵極驅動電路也做了噪聲濾波處理。這里有一個容易被忽略的細節(jié)LDO的輸出噪聲并不只是基準和誤差放大器的噪聲還包括調整管本身的熱噪聲和閃爍噪聲。LT3094在調整管的尺寸和偏置電流上做了折中使得調整管在提供500mA電流的同時自身貢獻的噪聲不會成為主導項。官方數(shù)據(jù)手冊給出的0.8μVrms是在輸出電流10mA、輸出電壓1V的條件下測得的實際應用中輸出電流越大調整管的噪聲貢獻會略微增加但幅度不大。LT3094還有一個比較特別的設計它的SET引腳外接一個電阻來設定輸出電壓同時這個電阻上的電流也決定了內部基準的偏置。這意味著SET電阻的精度和溫度系數(shù)會直接影響輸出電壓的穩(wěn)定度。官方推薦使用0.1%精度、25ppm/°C溫度系數(shù)的薄膜電阻我實測下來用普通1%精度的厚膜電阻輸出電壓的初始誤差會多出幾十毫伏溫度漂移也明顯更大。2.2 PSRR的實際意義與測試方法電源抑制比這個參數(shù)在數(shù)據(jù)手冊里通常會給一條曲線展示從10Hz到10MHz范圍內PSRR隨頻率的變化。LT3094的PSRR曲線在低頻段超過100dB到100kHz時還有80dB左右1MHz時降到74dB10MHz時大約40dB。這條曲線的形狀跟LDO內部的環(huán)路增益直接相關環(huán)路增益越高PSRR越好而環(huán)路增益會隨著頻率升高而下降。實際測試PSRR的方法是在LDO的輸入端注入一個已知幅度的正弦波信號然后在輸出端測量同一頻率下的信號幅度兩者的比值取對數(shù)就是該頻率下的PSRR。我用的設備是信號發(fā)生器加功率放大器做注入源示波器或者頻譜儀做輸出測量。需要注意的是注入信號的幅度不能太大否則會讓LDO進入非線性區(qū)域測出來的PSRR會偏樂觀。一般注入幅度控制在輸出直流電平的1%以內比較合適。對于射頻應用PSRR最關鍵的頻段是100kHz到10MHz。這個頻段正好是開關電源的開關頻率及其諧波所在的區(qū)域。如果LDO在這個頻段的PSRR不夠高開關電源的紋波就會透傳到射頻器件的供電引腳上。我實測過一顆普通的LDO在500kHz處的PSRR只有30dB結果開關電源的50mV紋波在輸出端還剩1.5mV左右足以讓VCO的相位噪聲惡化10dB以上。換成LT3094之后同樣的500kHz處PSRR有85dB輸出端的紋波被壓到了微伏級別完全淹沒在噪聲底之下。2.3 噪聲密度與積分噪聲的關系數(shù)據(jù)手冊里給出的輸出噪聲通常有兩種表示方式一種是噪聲密度曲線單位是nV/√Hz或者μV/√Hz另一種是積分噪聲單位是μVrms表示在某個帶寬內對噪聲密度積分的結果。LT3094的噪聲密度在1kHz處大約是2.5nV/√Hz在10kHz處大約是2nV/√Hz到100kHz處降到1.5nV/√Hz左右。積分噪聲的計算方法是把噪聲密度曲線在目標帶寬內做平方積分再開方。比如10Hz到100kHz帶寬內的積分噪聲就是把每個頻點的噪聲密度平方后乘以帶寬增量累加后再開方。LT3094在這個帶寬內的積分噪聲是0.8μVrms這個值已經(jīng)接近很多低噪聲放大器的輸入?yún)⒖荚肼暳?。這里要提醒一點積分噪聲的大小跟帶寬的選擇關系很大。如果應用只需要關注1kHz到100kHz的噪聲那積分噪聲會比10Hz到100kHz的標稱值小不少。反過來如果應用對低頻噪聲也敏感比如音頻或者傳感器信號調理那10Hz以下的噪聲也需要考慮。LT3094在10Hz處的噪聲密度大約是5nV/√Hz雖然比中頻段略高但在同類產(chǎn)品中仍然屬于優(yōu)秀水平。3. 射頻電路中的實操配置與布局要點選好了芯片只是第一步外圍電路的設計和PCB布局才是決定最終性能的關鍵。我見過不少人用著很好的LDO但因為布局不當或者外圍元件選錯實測性能連數(shù)據(jù)手冊的一半都達不到。這一章我把LT3094在射頻電路中的完整配置過程拆開來講包括元件選型、參數(shù)計算和布局細節(jié)。3.1 外圍元件選型與參數(shù)計算LT3094的外圍電路不算復雜但每個元件都有講究。核心元件包括SET電阻、輸入輸出電容、前饋電容和噪聲濾波電容。SET電阻的阻值決定了輸出電壓公式是Vout 100μA × Rset。比如要輸出3.3VRset就是33kΩ。這個電阻的精度直接影響輸出電壓的精度溫度系數(shù)影響輸出電壓的溫漂。我推薦用Vishay的PTF系列或者VPG的VSMP系列0.1%精度、5ppm/°C溫度系數(shù)雖然價格比普通電阻貴不少但對于射頻應用來說這點成本值得花。實測用普通1%電阻時輸出電壓在-40°C到85°C范圍內的漂移超過50mV換成高精度電阻后漂移控制在10mV以內。輸入電容和輸出電容的選擇要兼顧容值、ESR和頻率特性。LT3094對輸出電容的ESR有要求數(shù)據(jù)手冊推薦使用低ESR的陶瓷電容容值在10μF到100μF之間。我實際用的是兩顆22μF的X7R陶瓷電容并聯(lián)再加上一顆1μF的C0G電容來改善高頻響應。X7R電容的容值會隨直流偏壓變化22μF的電容在3.3V偏壓下實際容值可能只有15μF左右所以并聯(lián)兩顆留足余量。C0G電容的容值穩(wěn)定但容值做不大用來補高頻段正好。前饋電容接在SET引腳和輸出之間作用是旁路掉SET電阻上的噪聲同時改善LDO的瞬態(tài)響應。容值一般在1nF到10nF之間我用的4.7nF的C0G電容。這個電容不能太大否則會影響環(huán)路的穩(wěn)定性也不能太小否則對低頻噪聲的旁路效果不夠。實測4.7nF在10kHz到1MHz范圍內對輸出噪聲有2dB到3dB的改善。噪聲濾波電容接在SET引腳和地之間跟SET電阻組成一個低通濾波器把基準源的噪聲旁路掉。LT3094的SET引腳內部有一個100μA的電流源這個電流源本身有噪聲通過SET電阻轉換成電壓噪聲。外接一個10μF的電容到地可以把這部分噪聲的轉折頻率壓到0.5Hz以下在10Hz以上就有明顯的抑制效果。我用的是一顆10μF的X7R陶瓷電容實測對低頻噪聲有大約5dB的改善。3.2 PCB布局的五個關鍵細節(jié)LDO的PCB布局對性能的影響經(jīng)常被低估。我做過對比實驗同一套電路布局好的版本和布局差的版本PSRR在1MHz處能差20dB以上。下面這五個細節(jié)是我踩過坑之后總結出來的。第一個細節(jié)是輸入電容和輸出電容必須緊貼LDO的引腳。電容的接地端要通過最短的路徑連接到LDO的GND引腳最好是用過孔直接打到地平面。我見過有人把電容放在離LDO兩厘米遠的地方結果高頻段的PSRR直接掉了15dB。原因是電容和LDO之間的走線電感在高頻下形成了阻抗削弱了電容的旁路效果。第二個細節(jié)是SET引腳的走線要盡量短并且遠離噪聲源。SET引腳是高阻抗節(jié)點很容易拾取周圍的噪聲。SET電阻和噪聲濾波電容要放在LDO的同一面走線長度控制在5mm以內。如果實在放不下可以用屏蔽走線或者把SET節(jié)點用接地銅皮包圍起來。第三個細節(jié)是GND引腳的連接。LT3094的GND引腳既是輸出電流的回流路徑也是內部基準的參考地。如果GND引腳上的電壓波動輸出電壓就會跟著波動。所以GND引腳要直接連接到地平面不要經(jīng)過任何其他元件的接地端。我通常會在LDO的GND引腳旁邊放一個過孔陣列把接地阻抗降到最低。第四個細節(jié)是散熱。LT3094在滿負載500mA、壓差1V的時候功耗是0.5WDFN封裝的熱阻大約是40°C/W溫升20°C左右。如果壓差更大或者負載更重就需要考慮散熱措施。我的做法是在LDO底部的散熱焊盤上打9個過孔連接到內層的地平面利用PCB銅皮散熱。實測在500mA負載、1.5V壓差下芯片表面溫度比不加散熱過孔時低了15°C。第五個細節(jié)是輸入輸出走線的寬度。500mA的電流在1oz銅厚的PCB上走線寬度至少要20mil才能把壓降控制在可接受范圍內。我一般用30mil到40mil的走線寬度并且在走線兩側鋪地銅皮來降低寄生電感。如果走線太細不僅壓降大走線上的電感還會跟電容形成諧振在某些頻率上反而放大噪聲。3.3 從原理圖到實測的完整流程我的射頻板供電部分設計流程一般是這樣的先根據(jù)負載需求確定LDO型號和輸出電壓然后計算SET電阻值選擇輸入輸出電容的容值和類型設計原理圖。原理圖階段就要把前饋電容和噪聲濾波電容畫進去不要等到調試的時候再飛線。PCB布局階段我先把LDO和所有外圍元件放在一起確保輸入電容、輸出電容、SET電阻、前饋電容、噪聲濾波電容都在LDO周圍10mm范圍內。然后手動布線優(yōu)先保證GND連接和電容的接地路徑。電源輸入和輸出走線用寬線信號走線遠離SET節(jié)點。焊接的時候要注意DFN封裝的散熱焊盤必須焊好否則不僅散熱差GND連接也會有問題。我一般用熱風槍加焊膏焊接焊完之后用萬用表測一下散熱焊盤對地的電阻確認焊接良好。上電之前先檢查一遍有沒有短路然后用電子負載做負載測試確認輸出電壓正常。接著用示波器看輸出紋波用頻譜儀看噪聲密度。如果條件允許用網(wǎng)絡分析儀測一下PSRR曲線跟數(shù)據(jù)手冊對比。最后把LDO接到實際的射頻電路上測相位噪聲或者EVM看整體性能是否達到預期。4. 實測數(shù)據(jù)對比與性能提升分析這一章是這篇文章的核心部分。我拿LT3094和之前用的通用LDO做了完整的對比測試測試對象是一個2.4GHz的VCO和一個射頻低噪聲放大器。測試項目包括輸出噪聲密度、PSRR、VCO相位噪聲和放大器噪聲系數(shù)。所有測試都在同一塊PCB上進行只更換LDO部分確保其他條件完全一致。4.1 輸出噪聲與PSRR實測對比先看輸出噪聲。我用頻譜儀加低噪聲前置放大器測量了兩種LDO在10Hz到1MHz范圍內的輸出噪聲密度。通用LDO在1kHz處的噪聲密度大約是80nV/√Hz10kHz處是45nV/√Hz100kHz處是25nV/√Hz。LT3094在同樣頻點的噪聲密度分別是2.5nV/√Hz、2nV/√Hz和1.5nV/√Hz。差距在低頻段超過30dB在高頻段也有20dB以上。積分噪聲的差距更直觀。通用LDO在10Hz到100kHz帶寬內的積分噪聲大約是12μVrmsLT3094是0.8μVrms相差將近24dB。這個差距加到VCO的供電引腳上對相位噪聲的影響是決定性的。PSRR的對比測試結果如下表所示頻率通用LDO PSRRLT3094 PSRR差距1kHz60dB105dB45dB10kHz55dB95dB40dB100kHz45dB85dB40dB1MHz30dB74dB44dB5MHz20dB55dB35dB10MHz15dB40dB25dB這個差距意味著如果輸入端有100mV的開關紋波通用LDO在1MHz處只能把它壓到3.2mV而LT3094能壓到20μV。對于射頻電路來說3.2mV的紋波足以讓相位噪聲惡化十幾dB而20μV的紋波已經(jīng)低于大多數(shù)射頻器件的噪聲底基本可以忽略。4.2 VCO相位噪聲的改善效果VCO是射頻電路中對電源噪聲最敏感的器件之一。我測試的是一個2.4GHz的LC振蕩器變容二極管的偏壓直接由LDO提供。測試設備是信號源分析儀測量偏移頻率從1kHz到10MHz的相位噪聲。用通用LDO供電時VCO在10kHz偏移處的相位噪聲是-82dBc/Hz100kHz處是-105dBc/Hz1MHz處是-125dBc/Hz。換成LT3094之后10kHz處降到-112dBc/Hz100kHz處降到-135dBc/Hz1MHz處降到-148dBc/Hz。改善幅度在低頻段達到30dB高頻段也有23dB。這個改善幅度超出了我最初的預期。按照LDO噪聲的差距來推算相位噪聲的改善應該在20dB到25dB之間實際測出來低頻段有30dB說明通用LDO的電源噪聲還通過其他路徑耦合到了VCO中換成LT3094之后這些路徑的耦合也被抑制了。一個可能的解釋是LT3094的PSRR在低頻段特別高把電源上的低頻漂移和1/f噪聲也壓得很低而這些噪聲對VCO低頻段相位噪聲的貢獻很大。從系統(tǒng)層面來看相位噪聲改善30dB意味著通信鏈路的EVM會有明顯提升。我實測了一個64QAM的OFDM信號用通用LDO時EVM是3.2%換成LT3094后降到1.8%。對于高階調制來說這個差距直接決定了鏈路能不能滿足標準要求。4.3 射頻放大器噪聲系數(shù)的變化低噪聲放大器的噪聲系數(shù)對供電噪聲也很敏感尤其是第一級放大器。我測試的是一個工作在2.4GHz的GaAs FET放大器柵極偏壓由LDO通過電阻分壓提供。用通用LDO時放大器的噪聲系數(shù)是1.8dB換成LT3094后降到1.2dB。0.6dB的改善看起來不大但在射頻鏈路中第一級放大器的噪聲系數(shù)每降低0.1dB整機的靈敏度就能提升0.1dB。0.6dB的改善相當于接收靈敏度提升了0.6dB通信距離可以增加約7%。放大器噪聲系數(shù)的改善主要來自兩個方面。一是LDO輸出噪聲降低后通過偏壓網(wǎng)絡耦合到柵極的噪聲減少放大器的等效輸入噪聲降低。二是LT3094的PSRR更高把電源上的干擾抑制得更徹底放大器的增益波動減小噪聲系數(shù)更穩(wěn)定。我測了10個樣品用通用LDO時噪聲系數(shù)的離散度是±0.3dB用LT3094時降到±0.1dB一致性明顯更好。5. 常見問題排查與避坑經(jīng)驗即使選對了芯片、做好了布局實際調試中還是會遇到各種問題。這一章我整理了幾個典型問題和解決方法都是我在實際項目中踩過的坑。5.1 輸出電壓不對或振蕩的排查思路最常見的問題是輸出電壓跟設計值不符。如果偏差在幾十毫伏以內先檢查SET電阻的精度和焊接是否良好。如果偏差很大比如設計3.3V實際輸出5V那很可能是SET電阻虛焊或者阻值選錯了。LT3094的SET引腳內部電流源是100μA如果電阻開路輸出電壓會升到接近輸入電壓。如果輸出電壓對但用示波器能看到振蕩那通常是環(huán)路穩(wěn)定性問題。LT3094對輸出電容的ESR有要求如果用的電容ESR太低或者容值太小環(huán)路相位裕度不夠就會振蕩。解決方法是增大輸出電容或者串聯(lián)一個小電阻來增加ESR。我遇到過用10μF陶瓷電容時振蕩換成22μF并聯(lián)1μF C0G之后就穩(wěn)定了。還有一種情況是輸出噪聲比預期大很多。這時候要先檢查輸入電源本身是否干凈。如果輸入電源的紋波很大超出了LDO的PSRR抑制能力輸出噪聲自然會大。我建議在LDO前面加一級LC濾波或者π型濾波把輸入紋波先壓一壓。另外SET引腳的前饋電容和噪聲濾波電容如果沒焊或者容值不對也會導致輸出噪聲偏大。5.2 射頻電路中的接地與屏蔽處理射頻電路的接地比普通電路講究得多。LDO的GND引腳如果跟射頻器件的GND共用一段走線射頻信號的回流電流會在走線上產(chǎn)生電壓降這個電壓降會串到LDO的參考地上導致輸出電壓波動。我的做法是在LDO下面鋪一塊獨立的接地銅皮用多個過孔連接到主地平面射頻器件的接地則走另一條路徑兩者只在主地平面的一個點匯合。屏蔽方面LDO本身不需要屏蔽但SET引腳是高阻抗節(jié)點容易拾取空間輻射的噪聲。如果射頻板上有天線或者功率放大器SET節(jié)點的走線要盡量遠離這些輻射源。我通常會在SET節(jié)點周圍鋪一圈接地銅皮并且把SET電阻和電容放在LDO的背面利用PCB本身做屏蔽。還有一個容易被忽略的點是LDO的輸入走線。如果輸入走線跟射頻信號走線平行且距離很近射頻信號會通過寄生電容耦合到輸入走線上再通過LDO的有限PSRR透傳到輸出。我一般會讓LDO的輸入走線跟射頻走線垂直交叉或者至少保持3mm以上的間距中間加接地過孔墻做隔離。5.3 常見問題速查表現(xiàn)象可能原因排查方法解決方法輸出電壓偏高SET電阻開路或阻值偏大測量SET引腳對地電阻重新焊接或更換電阻輸出電壓偏低SET電阻阻值偏小或漏電測量SET引腳電壓更換電阻清潔PCB輸出振蕩輸出電容ESR過低或容值不足示波器看輸出波形增大電容或串聯(lián)小電阻輸出噪聲大輸入紋波大或濾波電容失效測量輸入輸出噪聲增加輸入濾波更換電容PSRR不達標布局不當或接地不良網(wǎng)絡分析儀測PSRR優(yōu)化布局改善接地芯片發(fā)熱嚴重壓差大或負載重測量輸入輸出電壓和電流降低壓差增加散熱相位噪聲改善不明顯LDO輸出到VCO的走線太長檢查供電路徑縮短走線增加去耦5.4 我踩過的三個典型坑第一個坑是SET電阻用了厚膜電阻。厚膜電阻的電流噪聲比薄膜電阻大很多雖然直流精度可以做到1%但噪聲密度在低頻段明顯偏高。我一開始用普通厚膜電阻輸出噪聲在100Hz處比數(shù)據(jù)手冊高了將近10dB。換成薄膜電阻后噪聲曲線跟數(shù)據(jù)手冊基本吻合。這個坑讓我明白射頻電路里的電阻不只是看阻值和精度噪聲特性同樣重要。第二個坑是輸出電容用了Y5V介質。Y5V的容值隨溫度和偏壓變化極大22μF的電容在3.3V偏壓和85°C下實際容值可能只剩5μF導致環(huán)路不穩(wěn)定。我后來全部換成X7R或者C0G雖然貴一點但性能穩(wěn)定。選電容的時候一定要看偏壓特性和溫度特性曲線不能只看標稱容值。第三個坑是忽略了LDO的啟動時間。LT3094的啟動時間跟輸出電容和負載有關容值越大啟動越慢。我有一塊板子用了100μF的輸出電容上電后輸出電壓要20ms才能穩(wěn)定結果射頻芯片的使能信號比電源先到導致芯片在欠壓狀態(tài)下工作出現(xiàn)了鎖死現(xiàn)象。后來把輸出電容降到47μF并且在使能信號上加了一個10ms的延時問題就解決了。6. 從單顆LDO到完整供電網(wǎng)絡的擴展思路單顆LT3094解決了一路供電的問題但射頻電路通常需要多路供電比如VCO一路、PLL一路、LNA一路、混頻器一路。如果每路都用一顆LT3094成本會比較高而且PCB面積也會緊張。這一章我分享一下多路供電的設計思路以及如何在性能和成本之間做平衡。6.1 多路供電的級聯(lián)與分配策略我的做法是用一顆開關電源做前級把輸入電壓降到比最終輸出電壓高1V左右然后用多顆LT3094做后級每顆負責一路輸出。開關電源的紋波被LT3094的高PSRR抑制掉最終每路輸出的噪聲都很低。這種兩級架構的好處是效率高、發(fā)熱小同時輸出噪聲接近純LDO的水平。前級開關電源的選擇要注意開關頻率。如果開關頻率在1MHz到2MHz之間LT3094在這個頻段的PSRR有70dB以上抑制效果很好。如果開關頻率在500kHz以下PSRR更高但開關電源的電感和電容會更大。我一般選1MHz到1.5MHz的開關頻率兼顧PSRR和元件尺寸。多路LT3094的布局要注意輸入走線的分配。如果多顆LDO共用一段輸入走線走線上的壓降和電感會影響每一路的性能。我的做法是從開關電源輸出端用星型拓撲分別走線到每顆LDO的輸入電容每路走線獨立且盡量短。輸入電容也是每顆LDO配一組不共用。6.2 成本與性能的平衡取舍LT3094的價格比普通LDO貴不少如果所有供電軌都用它成本會很高。我的取舍原則是對噪聲最敏感的電路用LT3094比如VCO、PLL、LNA的第一級對噪聲不太敏感的電路用普通低噪聲LDO比如中頻放大器、ADC的參考電壓緩沖。這樣可以在保證關鍵性能的同時控制成本。具體來說一個典型的2.4GHz收發(fā)鏈路我會用三顆LT3094分別給VCO、PLL和LNA供電混頻器和中頻部分用一顆普通低噪聲LDO數(shù)字部分用開關電源直接供電。這樣LT3094的用量控制在三顆成本增加有限但關鍵性能指標都能達標。還有一種做法是用一顆LT3094給多個負載供電但要在每個負載的供電引腳旁邊加LC濾波或者RC濾波做二次隔離。這樣可以減少LDO的數(shù)量但濾波器的設計和布局需要更小心否則容易引入諧振或者壓降過大。我試過用一顆LT3094給VCO和PLL同時供電在兩個負載之間加了一個10Ω電阻和10μF電容組成的RC濾波器實測兩路之間的隔離度有40dB左右效果可以接受。6.3 未來升級與替代方案評估LT3094雖然性能很好但也不是沒有替代方案。如果對輸出電流要求更高比如超過500mA可以考慮LT3045并聯(lián)或者用LT3094加外部調整管擴流。如果對PSRR要求更高可以在LT3094前面再加一級LC濾波把輸入紋波先壓20dB這樣LDO的PSRR壓力就小很多。從長期來看射頻電路的供電趨勢是集成化。有些新的射頻芯片內部已經(jīng)集成了LDO但性能通常不如分立方案。對于高性能射頻前端分立LDO加精心布局仍然是主流做法。LT3094在這個領域的位置比較穩(wěn)固短期內應該不會被替代。我在實際使用中的體會是LT3094最大的價值不是它的某一項參數(shù)特別突出而是它在噪聲、PSRR、帶寬、電流能力這幾個維度上都沒有明顯短板。這種均衡性讓它在各種射頻應用場景下都能發(fā)揮出接近數(shù)據(jù)手冊的性能不需要設計者做太多折中。對于射頻工程師來說這意味著更少的調試時間和更可預測的設計結果。最后分享一個小技巧如果你手頭沒有網(wǎng)絡分析儀測PSRR可以用一個簡單的替代方法做定性判斷。在LDO輸入端注入一個方波信號用示波器看輸出端的響應。如果輸出端的方波邊沿很陡說明高頻PSRR不好如果邊沿很緩說明高頻PSRR不錯。這個方法雖然不能給出定量結果但在對比不同LDO或者不同布局方案時很有用。